共模雜訊 (Common Mode Noise) 深度解析：抑制策略與實戰

在電磁相容性 (EMC) 的實戰領域中，如果說差模雜訊 (Differential Mode Noise) 是一場可預期並準備的「陣地戰」，那麼共模雜訊 (Common Mode Noise) 就是一場防不勝防的「游擊戰」，它無形、難測，且極具輻射效率，是導致眾多電子產品在輻射發射 (Radiated Emissions, RE) 測試中失敗的罪魁禍首。

EMC 工程中的一個核心觀點是：雜訊無法被「消除」，只能被「管理」其路徑，而共模雜訊的挑戰性正在於，它的路徑往往是在設計時所忽略的、非預期的寄生路徑。

本文主要探討的是剝離複雜的數學，回歸物理本質，深入剖析共模雜訊的生成機制、轉換過程、耦合途徑，以及最根本的抑制策略，建立一個清晰的物理圖像，以利於在設計之初就「看見」這些潛在的幽靈路徑。

基礎重塑：共模雜訊的本質與高輻射效率

要抑制共模雜訊，必先了解其本質。共模雜訊最危險的特性，在於其無與倫比的「輻射效率」。

釐清共模與差模電流路徑

首先，必須在概念中建立兩個截然不同的電流迴路模型：

差模 (DM)：預期路徑、相位相反、由迴路面積決定輻射（效率相對低）

差模電流是「期望」的訊號電流，在一個簡單的電路中，它從訊號源流出，經過負載，再沿著明確的回流路徑（例如地線或差分對的另一根線）返回源頭。

其關鍵特徵是：

1. 路徑明確： 訊號路徑與回流路徑是設計者定義的。

2. 相位相反： 在任意一個橫截面上，去程電流與回程電流大小相等、方向相反。

3. 場的抵銷： 由於電流相反，它們產生的電磁場在遠處會相互抵銷。

4. 輻射依賴性： 其輻射強度主要由電流大小、頻率以及「迴路面積」決定，在 PCB 層級，只要確保回流路徑緊鄰訊號路徑（例如，使用緊密耦合的參考平面），這個迴路面積就非常小，輻射效率極低。

共模 (CM)：非預期路徑、相位相同、經由寄生路徑返回的巨大迴路

共模電流是「不期望」的雜訊電流，它指的是在多個導體（例如一束電纜中的所有訊號線、地線甚至屏蔽層）上，電流以「相同方向」流動。

其關鍵特徵是：

1. 路徑意外： 這些同向電流必須找到一條返回源頭的路徑，這條路徑不再是設計的電路板走線，而是任何可用的導電結構，例如：機殼、測試室的參考地平面，甚至是透過空間位移電流（電容耦合）返回。

2. 相位相同： 由於所有電流同向流動，它們產生的電磁場會相互「疊加」而非抵銷。

3. 巨大的迴路： 由電纜（作為發射端）和遠處的寄生路徑（作為返回端）構成的迴路面積極其巨大。

天線效應：為何共模雜訊主導輻射發射 (RE)

這引導出 EMC 設計中最核心的原則之一：輻射的效率取決於天線的尺寸與雜訊的波長。

CM 如何將系統結構（如線纜、散熱片）轉變為高效天線（類比單極天線模型）

一塊 PCB 本身（除了極高頻段）並不是一個高效的輻射天線，但是一旦有共模電流流到連接 PCB 的 I/O 線纜或電源線上，這根幾十公分甚至數公尺長的線纜，就瞬間變成了一個「天線」。

這個結構可以被物理地類比為一個「單極天線 (Monopole Antenna)」，線纜本身是天線的輻射元件，而機殼或遠端的參考地平面則構成了天線的「鏡像」或地網，當雜訊頻率的波長與線纜長度可比擬時（例如，一公尺長的線纜在 75MHz 附近接近四分之一波長諧振），其輻射效率會急劇上升。

為何微小的共模電流能產生強大的輻射場（相較於差模電流）

這就是關鍵所在，差模電流雖然可能很大（例如安培級的電源電流），但它被困在一個極小（例如幾平方毫米）的 PCB 迴路中，這是一個極其低效的天線；相反地，共模電流可能非常微小（例如僅數十微安培, uA），但它驅動的是一個數公尺長的高效天線（線纜），因此，微安培級的共模電流所產生的輻射場強，往往遠大於安培級的差模電流。

輻射測試標準（例如 CISPR 規範）非常嚴格，代表這種高效的共模輻射必須被抑制在極低的水平。

深入源頭：共模雜訊的生成機制與轉換

共模雜訊很少被「直接」創造出來，它幾乎總是源於「不完美」——電路的非對稱性、不平衡，導致了其他能量形式的轉換。

核心概念：非對稱性 (Asymmetry) 與不平衡是萬惡之源

在一個理想、完美對稱的電路中，共模雜訊難以存在，然而現實世界中充滿了非對稱性，任何導致電流路徑、阻抗或電壓降不平衡的因素，都會成為共模雜訊的「轉換器」。

機制一：電壓驅動模型 (Voltage-Driven Mechanism)

這是最直觀的生成機制：一個雜訊電壓源驅動共模電流流經一個大的迴路。

地雜訊電壓與地彈 (Ground Bounce) 的形成

當高速數位 IC（如 CPU、FPGA）的眾多輸出同時開關時，它們會瞬間從電源抽取或向地灌入巨大的瞬態電流，這個快速變化的電流（高 di/dt）流經封裝引腳、焊球、PCB 過孔和地平面本身固有的「寄生電感」。

根據電磁感應的基本原理，變化的電流流過電感會產生電壓降，這導致 IC 晶片內部的「邏輯地」相對於 PCB 上的「系統地」發生瞬時的電位跳動，這就是所謂的「地彈 (Ground Bounce)」。

不同參考點（如邏輯地與機殼地）之間的電位差如何驅動 CM 電流

這個「地彈」電壓，本身就是一個共模雜訊源，想像一個 I/O 介面，其訊號線的參考地是這個「正在彈跳」的邏輯地，而這個 I/O 連接的線纜屏蔽層或連接器外殼，通常會連接到「機殼地」。

現在，在「邏輯地」和「機殼地」之間，存在一個高頻的雜訊電壓，這個電壓會驅動電流流經任何連接這兩點的路徑——這條路徑就是 I/O 線纜，於是，共模電流就這樣被「注入」到線纜上，流向遠方。

高 dv/dt 節點透過寄生電容的耦合（例如對散熱片）

另一個常見的電壓驅動模型發生在交換式電源 (SMPS) 或馬達驅動中，開關電晶體（如 MOSFET）的汲極 (Drain) 或集極 (Collector) 是一個電壓劇烈變化（高 dv/dt）的節點；這個節點通常會安裝散熱片 (Heat Sink) 以便散熱，然而，節點與散熱片之間存在不可避免的「寄生電容」，這個寄生電容在高頻下如同一個低阻抗通道，高 dv/dt 的電壓變化會透過這個寄生電容，「注入」一個高頻電流到散熱片上，如果散熱片被連接到機殼地，這個電流就成為系統級的共模電流，必須尋找路徑返回其源頭（例如電源的輸入地）。

機制二：電流驅動模型 (Current-Driven Mechanism) 與模式轉換

這是共模雜訊更為隱蔽的來源：原本「乾淨」的差模訊號，在傳輸過程中因路徑不平衡而「轉變」為共模雜訊。

差模電流如何因電路阻抗不平衡轉換為共模電流 (DM-to-CM Conversion)

這就是所謂的「模式轉換 (Mode Conversion)」，想像一對理想的差分訊號（DM+ 和 DM-），它們大小相等、相位相反，它們各自在參考地平面上感應出鏡像的回流電流，由於兩股回流電流也大小相等、方向相反，它們在地平面上剛好抵銷，對外「隱形」；但是，如果這對線路的路徑出現任何「非對稱性」，平衡就會被打破。

實例分析：高速差分對的非理想因素（長度不等、過孔不對稱）

1. 長度不等 (Length Mismatch)： 一根線比另一根長；這導致訊號到達終端的時間不同（時序偏斜, Skew），在訊號的上升/下降緣，兩個訊號不再能完美地反相抵銷，這個「未被抵銷」的殘餘能量，就會以共模的形式存在。

2. 過孔不對稱 (Via Asymmetry)： 一根線打了過孔，另一根沒有；或者兩根線的過孔結構不同（例如回流過孔的位置不同），過孔會引入額外的電感和電容，這是一種阻抗不連續，不對稱的過孔設計導致兩條路徑的阻抗不再匹配，從而破壞了平衡，激發出共模電流。

3. 佈線不對稱 (Routing Asymmetry)： 一根線靠近地平面邊緣，另一根在中間，兩根線對參考平面的阻抗感知不同，導致回流電流分佈不均，同樣產生模式轉換。

PCB 層級的關鍵陷阱：非理想回流路徑

回流路徑不連續性 (Return Path Discontinuity) 的影響

高頻電流的本能是尋找「最低電感」的路徑，這意味著它會緊緊地跟隨在訊號走線的正下方（在參考平面上），這使得差模迴路面積最小化；但如果這個回流路徑被切斷，例如訊號線跨越了參考平面上的「溝槽」或「分割」(Split Planes)，災難就發生了。

跨分割 (Split Planes) 如何強制電流尋找替代路徑並產生共模電壓源

當訊號線跨越分割時，它的回流電流無法跟隨，被迫「繞道而行」，尋找最近的電氣連接點（例如遠處的接地過孔或去耦電容）。

這個「繞道」的行為會產生兩個嚴重的後果：

1. 巨大的 DM 迴路： 訊號路徑和被迫繞道的回流路徑構成了一個巨大的電流迴路，導致差模輻射急劇增加。

2. 共模電壓源： 這個巨大的迴路本身具有很高的電感。當高速訊號流過時，會在分割的兩側（例如數位地和類比地）之間產生一個顯著的高頻電壓降，這個電壓降就像一個「偶極天線」或「電壓源」，它會驅動連接到這兩個地平面的任何導體（例如線纜），產生強烈的共模輻射。

系統級共模雜訊的耦合與輻射途徑

共模雜訊在 PCB 上生成後，會利用系統中的「高速公路」——即線纜和電源系統——傳播並輻射出去。

電源系統 (Power Systems) 的共模貢獻

交換式電源 (SMPS) 中的耦合機制分析

SMPS 是臭名昭著的共模雜訊源，除了前面提到的高 dv/dt 節點對散熱片的耦合外，其核心部件——變壓器，是主要的耦合路徑。

變壓器繞組間的寄生電容耦合路徑

變壓器的初級繞組（連接到高 dv/dt 的開關節點）和次級繞組（連接到「乾淨」的輸出端）之間，存在「繞組間寄生電容」，這個電容就像一座橋樑，跨越了本應是隔離的初級和次級，初級側的劇烈電壓跳動，會透過這個電容將雜訊電流直接「泵」到次級側的輸出線和輸出地上，這個被注入的電流就是共模電流，它會沿著輸出電纜向外傳播。

線纜：最高效的共模天線

如前所述，線纜是共模雜訊的「擴音器」。

線纜長度與波長的諧振關係（概念性描述）

此處必須在「頻域」進行思考，當共模雜訊的頻率（例如 100MHz，波長 3 公尺）與線纜的物理長度（例如 0.75 公尺，即四分之一波長）成特定比例時，線纜會發生「諧振」，在諧振頻率點，線纜對該頻率雜訊呈現的阻抗極高（或極低，取決於模式），導致極小的共模電壓也能激發出非常大的共模電流和強烈的輻射。這就是為什麼輻射測試的峰值往往出現在特定頻率上。

I/O 線纜如何被內部共模電壓驅動

總結而言，PCB 內部的「地彈」或「平面分割」所產生的「參考地」之間的電位差，是驅動 I/O 線纜共模電流的「引擎」，線纜的連接器將這個內部的雜訊電壓「暴露」到了系統外部，並利用線纜結構高效地將其輻射出去。

屏蔽線纜的迷思與正確端接

許多工程師認為使用屏蔽線纜就能一勞永逸，這是一個危險的誤解，屏蔽線纜的效能，完全取決於其「端接」方式。

評估屏蔽效能的關鍵：轉移阻抗 (Transfer Impedance) 的物理意義

使用屏蔽層的目的，是希望共模雜訊電流「只在」屏蔽層的「外表面」流動，並安全地返回到機殼地，必須避免這些外部電流「洩漏」到屏蔽層「內部」，並耦合到內部的訊號線上。

「轉移阻抗 (Transfer Impedance)」是衡量這種「洩漏」程度的關鍵參數，它的物理意義是：當 1 安培的共模電流流經屏蔽層外表面時，會在屏蔽層內表面感應出多少伏特的電壓，這個電壓將驅動內部訊號線產生雜訊，因此，轉移阻抗越低，屏蔽效果越好。

豬尾巴 (Pigtail) 端接的危害（高電感效應）與 360 度搭接 (Bonding) 的必要性

「豬尾巴 (Pigtail)」是指用一小段電線將線纜的屏蔽層連接到機殼連接器上，這在 EMC 中是極其有害的做法。

這根「豬尾巴」雖然短，但它具有「電感」，在高頻下，電感會展現出極高的阻抗（即對高頻電流的阻礙作用），當共模電流沿著屏蔽層流到連接器時，它發現這條「豬尾巴」路徑阻抗太高，於是電流會「另尋出路」——它會輕易地越過屏蔽層，耦合到內部的訊號線上，使屏蔽完全失效。

正確的做法是「360 度搭接 (Bonding)」，使用金屬的連接器外殼和壓接環，確保線纜屏蔽層與機殼地之間有 360 度的、低電感的電氣連接，這為共模電流提供了一條「寬闊平坦」的返回路徑，使其「樂於」留在屏蔽層外側，從而保護了內部訊號。

實戰策略：共模雜訊的診斷與抑制

抑制共模雜訊，必須從診斷、源頭和路徑三方面同時著手。

精準診斷工具與方法

在實驗室中識別共模電流是第一步。

使用高頻電流探棒 (Current Probe) 量測線纜上的 CM 電流分佈

這是最權威的診斷工具，將電流探棒（鉗形）「環繞」住整束電纜（包括所有訊號線、地線和屏蔽層）。

• 根據克希荷夫電流定律，所有差模電流（有去有回）的總和為零，探棒讀數為零。

• 探棒唯一能測量到的，就是所有導體上「同向流動」的電流——即「共模電流」。

• 透過在頻譜分析儀上觀察探棒的讀數，即可精確知道是哪些頻率的共模雜訊超標，從而針對性地尋找源頭。

應用近場探棒 (Near-Field Probe) 追溯 PCB 上的 CM 源頭與回流路徑問題

一旦知道問題頻率（例如 120MHz），即可使用近場探棒在 PCB 上進行「偵錯」。

• E-Field 探棒（電場探棒）： 對電壓敏感，用它掃描 PCB，可以快速定位高 dv/dt 的「熱點」，例如開關節點、時脈晶振或對散熱片的耦合點。

• H-Field 探棒（磁場探棒）： 對電流敏感，用它來追蹤電流路徑。如果訊號線跨越了分割，H-Field 探棒會清楚地顯示出回流電流「繞道」的路徑，以及在分割處的強烈場分佈。

抑制策略一：源頭控制（治本）

最好的策略是在雜訊產生之前就阻止它。

優化 PCB 疊構 (Stackup) 與佈局：確保回流路徑的完整性

這是最重要、成本最低的策略。

1. 緊密耦合： 設計 PCB 疊構時，確保高速訊號層與其參考平面（地平面或電源平面）之間的介電質厚度足夠薄，這能最小化差模迴路電感。

2. 杜絕分割： 嚴格禁止高速訊號線（尤其是差分對和時脈）跨越參考平面上的任何分割或溝槽，確保其下方始終有連續、完整的銅皮作為回流路徑。

3. 多點接地： 策略性地在不同地之間（例如數位地、機殼地）使用高頻電容或磁珠進行連接，為高頻共模電流提供一個「受控」的低阻抗返回路徑，防止其流向線纜。

提高電路平衡性，最小化模式轉換

對於差分對，佈局必須追求極致的「對稱性」：

• 嚴格的等長繞線。

• 兩條線的過孔數量、類型和位置必須對稱。

• 兩條線與周圍地平面的距離和關係必須對稱。

抑制策略二：路徑阻斷與濾波（治標）

當源頭無法完全控制時，就必須在共模電流流向天線（線纜）的路徑上設置「路障」。

共模電感 (CMC) 的工作原理、選用考量（阻抗曲線、磁芯材料）

共模電感 (Common Mode Choke, CMC) 是專門為此設計的利器，它內部有兩組繞線，繞在同一個磁芯上。

• 對差模訊號： 兩股電流方向相反，在磁芯中產生的磁通相互抵銷。CMC 對差模訊號幾乎不產生電感，僅呈現很低的串聯電阻。訊號可以無損通過。

• 對共模雜訊： 兩股電流方向相同，在磁芯中產生的磁通相互疊加。CMC 對共模電流展現出極高的「電感」，從而在高頻下產生巨大的「阻抗」。

這個高阻抗就像在共模雜訊的路徑上放置了一塊「巨石」，迫使共模電流無法通過，從而達到抑制效果；選用 CMC 時，不能只看其電感值，必須查看廠商提供的「阻抗-頻率曲線」，確保其「阻抗峰值」對準關心的雜訊頻率（例如 120MHz），磁芯材料（如鐵氧體, Ferrite）的特性決定了這個峰值的位置和寬度。

CMC 的非理想效應：高頻下的寄生電容效應與內部模式轉換風險

CMC 也不是完美的，其繞組之間存在「寄生電容」，在非常高的頻率下，這個寄生電容的阻抗會變得很低，共模雜訊會「抄近路」從這個電容旁路過去，導致 CMC 的濾波效果急劇下降，這就是為什麼 CMC 的阻抗曲線在達到峰值後會開始下降。

此外，如果 CMC 的兩個繞組製造得不夠對稱，它本身也會成為一個「模式轉換器」，反而會將一部分差模訊號轉換為共模雜訊，使問題惡化。

建立對抗共模雜訊的系統性思維

共模雜訊的抑制，從來不是單一部件的問題，而是一個「系統工程」，它迫使工程師將視角從單純的電路圖，擴展到三維的物理結構。

對抗共模雜訊的成功，始於對「回流路徑」的尊重，體現於對「電路平衡性」的苛求，並落實於對「系統介面」（PCB-機殼-線纜）的精確控制，EMC 工程師的核心價值在於能夠識別並管理這些由「寄生參數」和「非對稱性」所主導的、非預期的能量傳播路徑，只有具備這種系統性思維，才能在日益高速、高密度的現代電子設計中，真正駕馭電磁干擾這一終極挑戰。